3原理電路
RFCO2激光電源由5部分組成［1］，如圖1所示。
圖1 RF CO2激光器電源原理框圖
圖1中第1部分為整流濾波電路，采用全波橋式整流與電容濾波將220V交流變為311V平滑直流。第2部分為開關電源，將311V直流變為100kHz脈沖電流，再經電容、電感濾波后變為30V、8A直流。第3部分包括由振蕩器與放大器兩部分組成的RF電路（如虛線框內所示）。將輸入直流經晶振變為40MHz，6W射頻。再經14.28dB增益的放大器，放大后輸出為40MHz，160W。第4部分為脈沖工作的調制器。第5部分為匹配網絡。
本文將重點介紹第3部分和第4部分。電路如圖2所示。振蕩器由晶體管V2、電感線圈L1、電容器C5、C7、電阻R11、R12、石英晶體振蕩器G等組成。晶體振蕩電路產生6W、40MHz正弦振蕩波，經3：1傳輸線變壓器T，推動推挽功率放大器。推挽功率放大器由晶體管V3、V4，電感L3、L2，電阻器R13、R14、R15，電容器C9、C10和變壓器T組成D類電流開關推挽放大器，兩個晶體管輪流導通。為了追求小型化，提高效率是關鍵，因而采用D類電流開關推挽放大器是一種必然結果。這一點可由下述工作過程的分析清楚地看出。
當晶體管導通時，C極電流的基波分量為最大，回路中點電壓也等于最大值Umax，在中心點處的電壓平均值等于電源電壓。因此（當UCC≈30V時），
由此得出：
Umax=（π/2）（UCC－UCS）＋UCS（2）
C極回路兩端交流電壓峰值為：
UCmax=2（Umax－UCS）=π（Ucc－Ucs）（3）
基波分量振幅為：（2/π）ICC，因而回路產生基頻電壓振幅為：
UCmax=（2/π）ICCR（5）
將（3）式代入（5）式即得：
ICC=πUCmax/2R=（π2/2R）（UCC－UCS）（6）
則輸出功率：
P0=U2Cmax/2R=（π2/2R）（UCC－UCS）2（7）
DC輸出功率：
PDC=ICC.UCC=（π2/2R）（UCC－UCS）UCC（8）
C極耗散功率：
PC=PDC－P0=（π2/2R）（UCC－UCS）UCS（9）
由此得出C極效率：
ηC=P0/PDC=（UCC－UCS）/UCC（10）
可見，晶體管飽和壓降UCS越小、效率ηC則越高，若
UCS→0，則ηC→100％，這是D類電流開關推挽放大電路的優點，為此設計時應注意盡量選取飽和壓降低的功率晶體管。
脈沖工作由圖1中第4部分調制器控制。調制器的原理電路見圖2，它以IC1與IC2為主體，組成幅度鍵控調制器，屬于數字信號調幅的線性調制器［3］。連續工作時，將圖2中S開關置于OFF關斷位置。脈沖工作時，將S開關置于ON接通位置。脈沖調制的工作過程是：利用一個矩形脈沖序列的基帶信號對振蕩器晶體管V2的振蕩幅度進行控制。由控制振蕩電路的起振與停振達到調制的目的。由電位器RP4控制調制頻率，由RP7控制脈沖寬度。所以，調制頻率與調制脈寬皆可作到連續可調。
圖2RF電路原理圖
第5部分是阻抗匹配網絡。負載阻抗匹配的目的是消除不匹配負載的反射。方法是引入電抗性元件（電容、電感或傳輸線）。人為地產生一個或數個反射波。使它與原來不匹配負載產生的反射波相互抵消。使激光器的輸入阻抗與RF電源的輸出阻抗互為共軛復數。匹配網絡一般分為兩種，一種是集總參數匹配網絡，其主要形式有L型、T型、π型等［3］。這種匹配網絡的主要缺點是：插入耗損大、噪聲大、體積大。另一種是分布參數匹配網絡，是1/4波長傳輸線，這就克服了上述集總參數匹配網絡的缺點。它的理論關系比較簡單。由傳輸線任一點上的電壓和電流方程即可方便地導出下列1/4波長（或1/4波長奇數倍）阻抗交換方式為： Z0=（10）
式中Z1——電源輸出的阻抗；
Z2——激光器輸入的阻抗；
Z0——1/4傳輸線的特性阻抗。
1/4傳輸線采用SYV－50－3電纜。它一端接電源，另一端接激光頭。該RF電源如作積木式結構應用，同時可滿足輸出激光30W，60W等激光器的需要。
4結束語
最后是關于激光頭的準電感諧振技術。為了使輸入射頻沿激光器長度，電壓分布均勻，加入一對電感并聯在諧振腔上下電極之間。這樣，由于電感負導納的補償作用，使激光器沿長度上的駐波比大大下降，失配角小于9°，理論計算結果電壓不均勻度小于3％。
有關過流、過壓、過熱保護電路、顯示電路、安全延時電路、自診斷等輔助電路，本文不再一一贅述。
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